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Size and cost of a switched mode power supply can be reduced by increasing the switching frequency. The maximum switching frequency and the maximum conversion ratio are limited by the duty cycle of a PWM signal. In DCDC converters, a sawtooth generator is the fundamental circuit block to generate the PWM signal. The presented PWM generator is based on two parallel, fully interleaved PWM generator stages, each containing an integrator based sawtooth generator and two 3-stage highspeed comparators. A digital multiplexing of the PWM signals of each stage eliminates the dependency of the minimum on-time on the large reset times of the sawtooth ramps. A separation of the references of the PWM comparators in both stage allows to configure the PWM generator for a DCDC converter operating in fixed frequency or in constant on-time mode, which requires an operation in a wide frequency range. The PWM generator was fabricated in an 180 nm HV BiCMOS technology, as part of a DCDC converter. Measurements confirm minimum possible ontime pulses as short as 2 ns and thus allows switching frequencies of DCDC converters of >50 MHz at small duty cycle of <10%. At moderate duty cycles switching frequencies up to 100 MHz are possible.
Substrate coupling is a critical failure mechanism especially in fast-switching integrated power stages controlling high-side NMOS power FETs. The parasitic coupling across the substrate in integrated power stages at rise times of up to 500 ps and input voltages of up to 40V is investigated in this paper. The coupling has been studied for the power stage of an integrated buck converter. In particular, dedicated diverting and isolation structures against substrate coupling are analyzed by simulations and evaluated with measurements from test chips in 180nm high-voltage BiCMOS. The results are compared regarding effectiveness, area as well as implementation effort and cost. Back-side metalization shows superior characteristics with nearly 100% noise suppression. Readily available p-guard ring structures bring 75% disturbance reduction. The results are applicable to advanced and future power management solutions with fully integrated switched-mode power supplies at switching frequencies >10 MHz.
DC-DC-converters are used in many different applications. Specifying the switching frequency is the most important parameter to calculate component costs and required space. Especially automotive applications of small brushed- or brushless dc-motors and the increasing number of DC-DC-converters have high requirements on the structual space (low box volume). This is of particular importance for automotive converters for the new 48 V board net. Multiplying the frequency by two will reduce the size of the power inductor by half at a given specification for output-voltage ripple. Smaller power inductors result in reduced losses due to smaller series resistance and parasitic capacitance. Furthermore a larger switching frequency decreases the size of the DC link capacitors. The circuit will get more idealized. However, as the switching losses increase with frequency, a DC-DC-converter can only benefit from these advantages if the switching behavior can be improved.
This paper presents an optimization method to increase switching slope and switching frequency of a 3.6 kW 3-phase step-up converter by separating the design and layout process into two parts. The first part is the power stage which carries the load current. It contains the power inductance and the drain-source-channel of the power MOSFETs. The second part is the driver circuit which contains the driver ICs, the gate resistor and the gate input impedance. While the switching slope was measured to be improved by 50 % , the switching time decreased by 20 %. Hence, the switching frequency of the step-up converter could be increased from 100 kHz to 200 kHz without loss increase. By mounting the driver ICs in a piggyback configuration in close proximity to the power stage, the parasitics could be further reduced significantly and 500 kHz switching frequency could be achieved with 97.5 % efficiency.
A 20 V, 8 MHz resonant DCDC converter with predictive control for 1 ns resolution soft-switching
(2015)
Fast switching power supplies allow to reduce the size and cost of external passive components. However, the capacitive switching losses of the power stage will increase and become the dominant part of the total losses. Therefore, resonant topologies are the known key to reduce the losses of the power stage. A power switch with an additional resonant circuit can be turned on under soft-switching conditions, ideally with zero-voltage-switching (ZVS). As conventional resonant converts are only efficient for a constant load, this paper presents a predictive regulation loop to approach soft-switching conditions under varying load and component tolerances. A sample and hold based detection circuit is utilized to control the turn-on of the power switch by a digital regulation. The proposed design was fabricated in a 180 nm high-voltage BiCMOS technology. The efficiency of the converter was measured to be increased by up to 16 % vs. worst case timing and by 13 % compared to a conventional hard-switching buck converter at 20 V input voltage and at approximately 8 MHz switching frequency.
There is a growing need for motor drives with improved EMC in various automotive and industrial applications. An often referenced approach to reduce EME is to change the shape of the switching signal to reduce the EMI caused by the voltage and current transitions. This requires very precise gate control of the power MOSFET to achive better switching behaviour and lower EME without a major increase in switching losses. In order to find an optimal trade-off, this work utilizes a monolithic current mode gate driver with a variable output current that can be changed within 10ns. With this driver, measurements with different gate current profiles were taken. The di/dt transition was confirmed to be as important as the dv/dt transition in the power MOSFET. As a result of the improved switching behavior the emissions were reduced by up to 20dB between 7MHz and 60MHz with a switching loss that is 52% lower than with a constantly low gate current.
Galvanic isolated gate drivers require a control signal as well as energy transmission from the control side (lowside) to the driver side (high-side). An additional backward signal transmission is preferred for error signals, status information, etc. This is often realized by means of several transformers or opto-couplers. Decreasing the number of isolation elements results in lower cost and a higher degree of miniaturization. This work presents a gate driver with bidirectional signal transmission and energy transfer via one single transformer. The key concept proposed in this paper is to combine bootstrapping to deliver the main gate charge for the driven power switch with additional energy transfer via the signal transformer. This paper also presents a very efficient combination of energy transfer to two high-side supply rails with back channel amplitude modulation. This way an isolated gate driver can be implemented that allows 100% pulse-width modulation (PWM) duty cycle at low complexity and system cost. The proposed high-side driver IC with integrated power supply, modulation and demodulation circuits was manufactured in a 180nm high-voltage BiCMOS technology. Measurements confirm the concept of bidirectional signal transmission with a 1MBit/s amplitude modulation, 10/20MHz frequency modulation and a maximum power transmission of 14mW via the transformer.
In diesem Beitrag wird ein kapazitiver Low Power DC-DC Wandler mit 15 konfigurierbaren Übersetzungsverhältnissen, einem hohen Eingangsspannungsbereich von 5 V bis 20 V und einer konstanten Ausgangsspannung von 5 V vorgestellt. Bei einer Ausgangsleistung von 5 mW wird ein maximaler Wirkungsgrad von 81% erreicht. Die Implementierung erfolgt in einem 350 nm Hochvolt-CMOS-Prozess. Während es für niedrige Eingangsspannungen eine Vielzahl an Topologien und Konzepten gibt, wurden vollintegrierte SC-Wandler für höhere Eingangsspannungen (> 8 V) bisher nur wenig untersucht. Höhere Spannungen erfordern den Einsatz von Hochvolttransistoren und eine aufwändigere Ansteuerung. Um über einen weiteren Eingangsspannungsbereicht mit hoher Genauigkeit und hohem Wirkungsgrad zu wandeln, erweist sich die Topologie des rekursiven Switched-Capacitor Wandlers (RSC Wandler) als vorteilhaft. In der vorliegenden 4-Bit Implementierung ist der RSC Wandler aus N = 4 2:1 Serien-Parallel Wandler-Zellen aufgebaut. Durch verschiedene Anordnung der einzelnen Zellen können 2ᴺ -1 = 15 Wandlungsverhältnisse realisiert werden. Mittels Rekursion werden in jedem Wandlungsverhältnis alle Kapazitäten genutzt, wodurch die Stromfähigkeit und der Wirkungsgrad des Wandlers deutlich verbessert werden. Einheitliche 2:1 Wandler-Zellen ermöglichen einen modularen Aufbau des Layouts.
Es wird ein hochintegrierter Gatetreiber für 600V-Anwendungen mit einer galvanischen Isolation zwischen der Ansteuerelektronik und der Treiberseite vorgestellt. Eine Besonderheit ist die bidirektionale Signalübertragung und die Energieversorgung über einen einzigen Transformator. Die Treiberansteuersignale werden mittels 10/20 MHz Frequenzmodulation übertragen. Die Signalrückübertragung ist in Form einer 1Mbit/s Amplitudenmodulation realisiert. Die Energieübertragung über den Transformator erlaubt ein dauerhaftes Einschalten des Treibers. Der Energiebedarf während des Schaltvorgangs wird hauptsächlich durch eine Bootstrapschaltung bereitgestellt. Eine weitere Besonderheit ist die Verwendung einer flächeneffizienten Integration einer NMOS Treiberausgangsstufe. Der Gatetreiber wurde in einer 180nm Hochvolt-BiCMOS-Technologie hergestellt. Messungen bestätigen die Funktion des Treibers.
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit einer Bootstrap-Schaltung, die zumindest eine Hauptkapazität aufweist, von der die erste Seite mit einem ersten Zweig der Schaltungsanordnung und die zweite Seite mit einem auf veränderlichem Potential liegenden zweiten Zweig der Schaltungsanordnung verbunden ist. Die vorgeschlagene Schaltungsanordnung zeichnet sich dadurch aus, dass die Bootstrap-Schaltung parallel zur Hauptkapazität wenigstens eine weitere Kapazität aufweist, die über eine zweite Versorgungsspannung auf eine höhere Spannung aufladbar ist als die Hauptkapazität und über wenigstens ein Schaltelement zur Unterstützung der Hauptkapazität zuschaltbar ist. Bei der vorgeschlagenen Schaltungsanordnung kann in Abhängigkeit von der Dimensionierung der Bootstrap-Kapazitäten eine sehr viel kleinere Fläche mit höherem oder gleich bleibenden Spannungseinbruch oder eine nicht so starke Flächenreduzierung mit kleinerem Spannungseinbruch verglichen mit einer herkömmlichen Bootstrap-Schaltung erzielt werden.
Die Spannungsversorgung elektronischer Steuergeräte im Automotive-Bereich wird zunehmend durch Schaltregler sichergestellt. Der SEPIC (Single Ended Primary Inductance Converter) besitzt die Eigenschaft, eine Spannung aufwärts wie auch abwärts wandeln zu können und könnte somit klassische Buck- und Boost-Wandler ablösen. Dieser Beitrag untersucht den SEPIC hinsichtlich Eignung für Automotive-Anwendungen. Dazu wurde eine Groß- sowie Kleinsignalanalyse am Wandler durchgeführt, mit geeigneten Simulationsmodellen nachgebildet und Messungen gegenüber gestellt. Der SEPIC zeigt als Hauptvorteile:
1. einen verzugsfreien Übergang zwischen Buck-/Boost Betrieb, 2. geringe Eingangswelligkeit, 3.DC-Kurzschlussfestigkeit. Auch hinsichtlich Wirkungsgrad und EMV-Verhalten stellt der SEPIC eine interessante Alternative dar. Der zwischen Ein- und Ausgang liegende Kondensator wird dauerhaft von einem Strom durchflossen, auf Basis der Effektivströme wird das damit verbundene Ausfallrisiko diskutiert.
A fast transient current-mode buckboost DC-DC converter for portable devices is presented. Running at 1 MHz the converter provides stable 3 V from a 2.7 V to 4.2 V Li-Ion battery. A small voltage under-/overshoot is achieved by fast transient techniques: (1) adaptive pulse skipping (APS) and (2) adaptive compensation capacitance (ACC). The proposed converter was implemented in a 0.25 μm CMOS technology. Load transient simulations confirm the effectiveness of APS and ACC. The improvement in voltage undershoot and response time at light-to-heavy load step (100 mA to 500 mA), are 17 % and 59 %, respectively, in boost mode and 40 % and 49 %, respectively, in buck mode. Similar results are achieved at heavy-to-light load step for overshoot and response time.
Die Erfindung betrifft einen Energieübertrager (100) zur induktiven Energieübertragung von einem primären Schaltkreis (10) des Energieübertragers (100) an eine erste (5) und eine zweite (15) Spannungsdomäne eines sekundären Schaltkreises (20) des Energieübertragers (100) und zur Informationsübertragung vom sekundären Schaltkreis (20) zum primären Schaltkreis (10). Dabei umfasst der Energieübertrager (100): – einen Transformator (30), über den der primäre Schaltkreis (10) und der sekundäre Schaltkreis (20) induktiv miteinander gekoppelt sind und über den sowohl die Energieübertragung als auch die Informationsübertragung erfolgt; und – ein Amplitudenmodulationsmodul (50) zum Modulieren der Strom- und/oder Spannungsamplitude im sekundären Schaltkreis (20) mit Hilfe eines Amplitudenmodulationsschalters (55), wobei der Amplitudenmodulationsschalter (55) zwischen der ersten (5) und zweiten (15) Spannungsdomäne des sekundären Schaltkreises (20) angeordnet ist und ausgelegt ist, durch Öffnen und Schließen des Amplitudenmodulationsschalters (55) die Strom- und/oder Spannungsamplitude im primären Schaltkreis (10) zu ändern, um somit Information vom sekundären Schaltkreis (20) zum primären Schaltkreis (10) zu übertragen. Die vorliegende Erfindung betrifft ferner einen Gate-Treiber zum Schalten eines Leistungsschalters (500) und ein Verfahren zur induktiven Übertragung von Energie und zur kombinierten Informationsübertragung.
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung einer Totzeit in einem Synchronwandler (100), in welchem ein zyklisches Schalten eines Steuerschalters (2) und eines Synchronschalters (3) erfolgen, wobei der Steuerschalter (2) mittels eines ersten Schaltsignals (S1) und der Synchronschalter (3) mittels eines zweiten Schaltsignals (S2) geschaltet werden. Das Verfahren umfasst ein Erfassen und Vorhalten eines Spannungswertes, welcher eine Spannung (VSW) über den Synchronschalter (3) zu einem bestimmten Zeitpunkt beschreibt, und ein Anpassen des ersten und/oder zweiten Schaltsignals (S1, S2) für einen folgenden Zyklus basierend auf dem vorgehaltenen Spannungswert.
Es werden eine elektronische Treiberschaltung und ein Ansteuerverfahren offenbart. Die Treiberschaltung weist einen Ausgang auf; einen ersten Ausgangstransistor mit einem Steuerknoten und einer Laststrecke, wobei die Laststrecke zwischen den Ausgang und einen ersten Versorgungsknoten geschaltet ist; einen Spannungsregler, der dazu ausgebildet ist, eine Spannung über der Laststrecke des ersten Ausgangstransistors zu steuern; und einen ersten Treiber, der dazu ausgebildet ist, den ersten Ausgangstransistor in Abhängigkeit von einem ersten Steuersignal anzusteuern.
A high-voltage replica based current sensor is presented, along with challenges and design techniques which are rarely discussed in literature so far. The performance is evaluated by detailed small signal and large signal analysis. By dedicated placing of high-voltage cascode devices, while keeping as many low-voltage devices as possible, a high gain-bandwidth product is achieved. A decoupling and biasing circuit is introduced which improves the response time of the current sensor at on/off transitions by a factor of five. The current sensor is implemented in a 180nm HV BiCMOS technology. The sensor achieves a DC loop gain of 83 dB and a gain-bandwidth product of 7 MHz. With the proposed techniques, the gain-bandwidth product is increased by a factor of six. The measurable current range is between 60mA and 1.5 A. The performance is demonstrated in a 500 kHz buck converter at an input voltage of 40V. The overall circuit concept is suitable for 100V and beyond, enabling high performance power management designs including switched mode power supplies and motor applications.
Pegelumsetzer mit einem ersten Eingang, der ein erstes Signal erfasst, wobei das erste Signal einen ersten Spannungspegel aufweist, einem Ausgang, der ein zweites Signal erzeugt, wobei das zweite Signal einen zweiten Spannungspegel aufweist, wobei der zweite Spannungspegel größer als der erste Spannungspegel ist und einem Differenzverstärker, der eine Differenzspannung erfasst, wobei der Differenzverstärker mit einer Versorgungsspannung und einer hochseitige Masse verbunden ist, wobei die Versorgungsspannung ein erstes Spannungspotential und die hochseitige Masse ein zweites Spannungspotential aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Eingang mit einer ersten Teilschaltung verbunden ist, wobei die erste Teilschaltung mit einer zweiten Teilschaltung unidirektional verbunden ist, wobei die zweite Teilschaltung mit der Versorgungsspannung und der hochseitigen Masse verbunden ist, wobei die zweite Teilschaltung mindestens zwei Ausgänge aufweist, die die Differenzspannung des Differenzverstärkers erzeugen, wobei über einen Versorgungsspannungseingang und einen hochseitigen Masseeingang eine zusätzliche Spannung einkoppelt und der Differenzverstärker das zweite Signal in Abhängigkeit der Differenzspannung, der Versorgungsspannung, der hochseitigen Masse und der zusätzlichen Spannung erzeugt.
Disclosed is an electronic drive circuit and a drive method. The drive circuit includes an output; a first output transistor comprising a control node and a load path, wherein the load path is coupled between the output and a first supply node; a voltage regulator configured to control a voltage across the load path of the first output transistor; and a first driver configured to drive the first output transistor based on a first control signal.
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung (100) und ein Verfahren zum elektrischen Verbinden und Trennen zweier elektrischer Potentiale (1, 2). Des Weiteren betrifft die Erfindung eine Verwendung der Vorrichtung (100). Dabei umfasst die Vorrichtung (100): – ein erstes Modul, welches einen ersten und einen zweiten Transistor (10a, 10b) umfasst, wobei der erste Transistor (10a) antiseriell zu dem zweiten Transistor (10b) geschaltet ist; und – ein zweites Modul, welches einen dritten und einen vierten Transistor (10c, 10d) umfasst, wobei der dritte Transistor (10c) antiseriell zu dem vierten Transistor (10d) geschaltet ist; wobei das erste Modul und das zweite Modul parallel geschaltet sind.